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    變頻器(二)——幫助電源設(shè)計

    放大字體  縮小字體 發(fā)布日期:2023-03-24 04:37:25    作者:葉仁昊    瀏覽次數(shù):143
    導(dǎo)讀

    01前言輔助電源,也就是交直交主回路意外的其他變換電源,一般我們習(xí)慣叫開關(guān)電源。開關(guān)電源綜合應(yīng)用了半導(dǎo)體變流技術(shù)、電子及電磁技術(shù)、自動控制技術(shù)等電力電子技術(shù),它和線性穩(wěn)壓電源相比,具有功耗小、效率高、體

    01前言

    輔助電源,也就是交直交主回路意外的其他變換電源,一般我們習(xí)慣叫開關(guān)電源。開關(guān)電源綜合應(yīng)用了半導(dǎo)體變流技術(shù)、電子及電磁技術(shù)、自動控制技術(shù)等電力電子技術(shù),它和線性穩(wěn)壓電源相比,具有功耗小、效率高、體積小、重量輕、穩(wěn)壓范圍寬等突出的特點,因而被廣泛應(yīng)用變頻器的輔助電源。但開關(guān)電源突出缺點是產(chǎn)生較強(qiáng)的電磁干擾EMI。它產(chǎn)生的EMI信號,既占有很寬的頻率范圍,又有一定的幅度。這些EMI信號經(jīng)過傳導(dǎo)和輻射方式污染電磁環(huán)境,對通訊設(shè)備和電子儀器造成千擾。如果處理不當(dāng),開關(guān)電源本身就會變成一個子擾源。

    由于IGBT模塊化的程度越來越高,主回路的設(shè)計不再那么復(fù)雜,反倒是開關(guān)電源這塊兒顯得更為難搞。今天我們就來簡單聊一聊開關(guān)電源部分。

    之前我們在DC-DC部分講過幾個主要的電路拓?fù)?,有聊過正激和反激兩種轉(zhuǎn)換方式,而對于小功率開關(guān)電源設(shè)計中,單端反激式變換器是應(yīng)用最為廣泛的一種拓?fù)?,多路輸出較為方便。

    02單端反激式原理

    我們在來簡單地了解一下單端反激式的變換原理,下面是一個簡單的電路圖:

    單端反激變換電路是脈沖變壓器原副邊隔離多輸出的結(jié)構(gòu),原邊開關(guān)Q1導(dǎo)通,從同名端的標(biāo)注可知,副邊感應(yīng)電壓因二極管D反向不能產(chǎn)生回路電流,原邊輸入能量以磁能形式存儲在隔離變壓器(也是電感器)中;當(dāng)開關(guān)Q1斷開時,二極管D正向偏置導(dǎo)通,副邊對電容充電和對負(fù)載供電的電流。由于開關(guān)Q1與二極管D的工作相位相反,即開關(guān)Q1關(guān)斷時D開通,耦合能量經(jīng)副邊傳至負(fù)載,因此稱作反激式變換器。該電路的優(yōu)點就是簡單,只需要一個磁元件,一個開關(guān)就可以完成多輸出隔離,降、升壓的要求。

    該電路的磁元件設(shè)計有一定要求,它既是隔離變壓器,又是儲能的電感,在多繞組輸出時要求有良好的交叉調(diào)節(jié)特性(即副邊繞組相互之間耦合?。?。由于隔離變壓器具有儲能作用,為了使磁芯不易飽和,一般使用軟磁粉末壓制的磁芯并增加磁芯氣隙來增大磁芯的儲能,使其不易達(dá)到飽和。

    這里使用了反饋回路進(jìn)行輸出電壓控制,確保不同負(fù)載下輸

    出電壓的穩(wěn)定(普遍都會有此反饋)。

    接下來我們以一個例子來聊聊反激式開關(guān)電源的設(shè)計步驟。

    03設(shè)計和計算

    設(shè)計要求:

    1、輸入電源范圍:DC250V~DC850V

    2、電源輸出穩(wěn)態(tài)精度指標(biāo):

    第1路:輸出電壓+15±5%V,輸出功率33W;

    由此進(jìn)行二次穩(wěn)壓,輸出電壓+5±5%V,輸出功率4W;

    第2路:輸出電壓-15±5%V,輸出功率2W;

    第3路:輸出電壓24±10%V,輸出功率10W;

    【注】:

    ①第1路和第2路為共地電源,第3路為獨(dú)立電源;

    ②當(dāng)輸入電壓小于400V時,開關(guān)電源能正常工作,輸出功率可降為20W,當(dāng)輸入電壓在400V~800V時,要求輸出功率能達(dá)33+2+10=45W。

    3、電壓紋波指標(biāo):各路輸出紋波<2%。

    4、電源噪聲指標(biāo):各路輸出噪聲<5%(20MHz)。

    5、輸出功率指標(biāo):輸出功率10~45W

    6、絕緣耐壓及安規(guī)指標(biāo):電源輸入對輸出耐壓3750VAC。功率模塊(1200V模塊)驅(qū)動電路電源之間絕緣電壓2500VAC。功率模塊(600V模塊)驅(qū)動電路供電的電源之間絕緣電壓1200VAC。

    確定拓?fù)?/p>

    由于電源輸出路數(shù)較多,且輸出功率不大,電路選取完全能量傳遞方式單端反激式電路結(jié)構(gòu),如下圖:

    開關(guān)管驅(qū)動控制芯片選電流控制型PWM芯片UC2844(這類芯片也是蠻多的,系列延伸也多,大家可以去了解一下),輸出穩(wěn)壓控制采用TL431基準(zhǔn)源,開關(guān)頻率設(shè)定為41kHz。

    確定電源工作狀態(tài)參數(shù)

    ①計算變壓器原邊輸入功率

    我們這里假設(shè)變壓器的傳輸效率是95%,那么其原邊的輸入功率為:

    Pin=Pout/0.95=45/0.95=47.4W

    ②確定最大導(dǎo)通占空比

    設(shè)最小輸入電壓Uin,min=400V時,Dmax=31%

    ③確定開關(guān)頻率和變壓器原邊電感量

    當(dāng)輸入電壓為400V時,

    假設(shè)開關(guān)頻率f=41kHz,則有

    取L=4mH。

    ④計算變壓器原邊電流峰值

    ⑤最大導(dǎo)通時間

    ⑥確定變壓器變比并計算反激時間

    由于變壓器工作在完全能量傳遞方式,其激磁和去磁的伏秒積相等,故有:

    假設(shè)K=13,則:

    ⑦校驗

    滿足能量傳遞方式的要求。

    變壓器繞組電流的計算及線徑、匝數(shù)的選取

    ①計算變壓器原邊電流有效值

    ②變壓器原邊繞組線徑的選取

    取導(dǎo)線的電流密度為24A/mm ,則線徑:

    實際選取0.5mm。

    ③計算副邊繞組電流峰值

    副邊繞組電流與負(fù)載電流波形如下:

    在電路穩(wěn)定工作時,流過副邊繞組濾波電容的平均電流為零,因此有副邊繞組電流的平均值等于負(fù)載電流,即:

    第一路:

    第二路:

    第三路:

    ④計算副邊繞組電流有效值

    第一路:

    IS1=0.462*6.88=3.12A

    第二路:

    IS2=0.462*0.41=0.19A

    第三路:

    IS3=0.462*1.3=0.6A

    ⑤副邊繞組線徑的選取

    按計算所需導(dǎo)線直徑時,應(yīng)考慮趨膚效應(yīng)的影響,當(dāng)直徑大于兩倍穿透深度時,應(yīng)盡可能采用多股導(dǎo)線并繞。當(dāng)f=40kHz時,圓銅導(dǎo)線的穿透深度為0.3304mm,所以這里采用多股導(dǎo)線并繞,取導(dǎo)線的電流密度為24A/mm ,則線徑:

    第一路:

    實選0.75*4mm

    第二路:

    實選0.5mm

    第三路:

    實選0.75mm

    ⑥變壓器原邊匝數(shù)計算

    實選130匝。

    其中:

    ΔB——磁感應(yīng)強(qiáng)度(單位:T),與磁芯材料、繞組電流大小和匝數(shù)有關(guān)

    A——磁芯截面積(單位:2 mm),這里選EC35磁芯。

    此處Ton的單位用us。

    ⑦變壓器副邊主反饋繞組匝數(shù)計算

    第一路:

    ⑧變壓器副邊其它繞組匝數(shù)計算

    第二路:

    第三路:

    實取15匝。

    副邊輸出濾波電容紋波電流有效值計算和電容選取

    ①按輸出紋波電壓的要求計算最小輸出電容

    當(dāng)電路穩(wěn)定工作時,對任意負(fù)載均有:

    其中:C為電容容量,Rc為電容阻抗。

    各路輸出紋波電壓根據(jù)要求按1%計算,得各路電容應(yīng)滿足的必要條件:

    第一路:

    第二路:

    第三路:

    ②副邊輸出濾波電容紋波電流有效值計算

    第一路:

    第二路:

    第三路:

    ③濾波電容的選取

    綜合考慮以上3個條件:容量、阻抗、紋波電流的大小,選取以下電容:

    第1路:

    3*1000uF/35V,其并聯(lián)后的阻抗小于0.019Ω,允許紋波電流大于5.19A;

    第2路:

    560uF/35V,其阻抗小于0.082Ω,允許紋波電流大于1.16A;

    第3路:

    1000uF/35V,其阻抗小于0.058Ω,允許紋波電流大于1.71A。

    副邊整流二極管的選取

    ①二極管反向耐壓

    第一路:

    第二路:

    第三路:

    考濾開關(guān)電源上電時的沖擊電壓,以上各管均選反壓200V以上的二極管。

    ②二極管正向電流及損耗

    第一路:

    第二路:

    第三路:

    整流二極管截止時,承受的反向電壓值

    選取整流二極管要保證反向耐壓值URM>UDP,整流二極管電流有效值應(yīng)滿足IF>Po/Uo=Io。

    此外,為減小輸出紋波和噪聲,變壓器副邊輸出整流二極管應(yīng)選快恢復(fù)二極管,且負(fù)載較大者應(yīng)在副邊整流二極管兩端并聯(lián)阻容吸收電路,注意吸收電容的耐壓值要高,這里取R=100Ω,瓷片電容C=470pF,耐壓1kV。

    開關(guān)電源原邊電路參數(shù)的計算

    原邊電路圖如下:

    ①驅(qū)動電阻Rdrv的選取

    這里Vcc>15V,當(dāng)開關(guān)管Q的G極電壓達(dá)10V時,開關(guān)管能完全開通。為了使開關(guān)管的開通和關(guān)斷損耗最小,則應(yīng)使:

    取Rdrv=33.3Ω,其損耗為

    P=fCiVCC2=41*0.99*152/103=9.1mW

    其中

    Rdrv——開關(guān)管門極驅(qū)動電阻

    Ci——開關(guān)管Q的輸入電容

    tr,tf——開關(guān)管開通和關(guān)斷時間

    ②電流采樣電阻Rs的選取

    由于UC2844的第3腳電平大于等于1V時,其第6腳輸出低電平,則為了使電源能輸出最大功率,選:

    Rs=1/Ip=1/0.76=1.32Ω

    實際選用1Ω/1W。

    ③電流環(huán)濾波時間常數(shù)R1C1的確定

    本電路主要是為了濾除門極驅(qū)動電流對UC2844第3腳電平的影響,一般門極驅(qū)動電流影響UC2844的電平小于0.1V能滿足要求。故有:

    解得

    R1C1≥193.8ns

    ?。篟1=1kΩ,C1=470pF

    ④吸收電路參數(shù)RCD的計算

    a.電容C的選取

    吸收電容的容量計算:

    設(shè)原邊電感的漏感儲能全部由電容轉(zhuǎn)化為吸收電容的儲能,則:

    其中:

    Ls——原邊電感漏感

    C——吸收電容容量

    Uc——吸收電容電壓

    一般要求ΔUc<50V,Ls<120uH,則C可選:

    吸收電容耐壓的計算,電容耐壓的選?。?/p>

    Vc>13*15+50=245V

    我們這里取600V。

    b.吸收電阻的選取

    這里我們選?。篟=51K/2W*2,其損耗為

    P=(13*15)2/(102*1000)=0.373W

    c.二極管D的選?。?/p>

    反向耐壓要求

    VR>800+13*15+50=1045V

    由于變壓器電感的電流峰值才0.76A,故選:D=1A/1400V可滿足要求。

    ⑤開關(guān)管Q的選取

    直流母線電壓短時可能達(dá)到850V, 所以MOS管截止時,集射極間承受的最大峰值電壓

    UCEP=Ui+nUo=850V+210=1060V

    MOS管最大電流為

    Ip+IRCD=0.95+0.265=1.215A

    式中,IRCD為MOS管導(dǎo)通時RCD吸收電路產(chǎn)生的電流,可由下面吸收電路計算得到。

    考慮到啟動瞬間MOS管電壓比正常工作時要高,所以選擇1500V的MOS管,其損耗為

    式中,

    Co.Q——MOS管輸出電容,125pF

    Ron.Q——MOS管導(dǎo)通電阻,10Ω

    tf——MOS關(guān)斷時的電流下降時間,60ns

    ⑥啟動電阻R2、R3的選取

    依UC2844資料,其最大靜態(tài)工作電流為1mA,則應(yīng)使:

    選?。篟2=100K/2W*2+51K/2W*2;R3=100KΩ。

    ⑦啟動電容C2的選取

    a.副邊輸出電壓上升時間tro的計算:

    由于在副邊電壓上升的過程中,電壓環(huán)不起作用,僅有電流環(huán)起作用,電源進(jìn)入限流工作模式,按變壓器的傳輸效率為0.95計算,有:

    b.啟動電容C2的估算:

    UC2844資料表明,當(dāng)電源電壓低于10V,UC2844停止工作,其工作時最大工作電流為17mA,考濾其外圍電路的影響,取20mA。為了確保電源能一次性啟動完成,同時留1V裕量,應(yīng)使:

    (16-11)C2≥20tro

    C2=4tro=36uF

    暫取C2=100uF。

    ⑧打嗝電阻R4的估算

    R4=133Ω

    根據(jù)經(jīng)驗,我們這里暫取R4=50Ω。

    ⑨振蕩電阻電容的選取

    由于振蕩頻率為輸出開關(guān)頻率的兩倍,根據(jù)UC2844資料,選:

    RT=4.7KΩ,CT=4.7nF

    實際設(shè)計中,這兩個參數(shù)還需要根據(jù)實驗進(jìn)行調(diào)整。

    ⑩開關(guān)管Q的功耗計算

    電壓控制環(huán)參數(shù)計算

    電壓反饋電路如下:

    副邊電壓變化速度不快,故可采用低速光耦,適用的光耦有:TLP521、PS2501、PC817等,這里采用PS2501,其最小電流傳輸比為80%。為了能反映反饋電壓的變化,光

    耦應(yīng)工作于線性區(qū),所以當(dāng)反饋電壓為+15V時,設(shè)計光耦副邊電流為1mA,其原邊電流IF=1.25mA,原邊壓降UD=1.2V,I431A≈2mA。此處TL431A作比較器用, 即由R1、R2確定的REF端電壓U8與TL431A內(nèi)部的2.5V基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較,因此陰極電位由外部電路決定。當(dāng)反饋電壓為+15V時,U8=2.5V,設(shè)定陰極電位U陰極為11V(U陰極可以設(shè)定的范圍為+5V~+12V,若設(shè)定值太大,管子功耗將大大增加)。當(dāng)反饋電壓大于+15V時,U8增大,U陰極減小,IF增大,UC2844調(diào)節(jié)副邊電壓降低。同理可分析反饋電壓小于+15V的情況。

    ①分壓電阻R1、R2的選取

    忽略TL431的Iref(約4uA)的影響,則有:

    選:R1=10KΩ,R2=2KΩ

    ②電阻R7的選取

    根據(jù)UC2844的資料和前面計算結(jié)果,得:

    得VP1=3.68V

    為了不使光耦原邊工作電流過小,取R7=1KΩ,此時流過光耦副邊的電流為:

    (5-3.68)/1+1=2.32mA

    根據(jù)PS2501資料查得此時光耦原邊電流約1.55mA,壓降

    約1V。

    ③電阻R4、R5的選取

    為了使電源有較好的電壓調(diào)節(jié)范圍,設(shè)計時選TL431第1腳的工作電壓為10V左右。

    R4(1.55+1/R5)+1=15-10=5V,取R4=R5,得R4=R5=2.6KΩ,實取R4=R5=2KΩ。此時TL431第1腳的工作電壓為11V。

    ④比例電阻R3和積分電容C2的選取

    此電源設(shè)計時其開關(guān)周期為24.4us,為使電源有較好的穩(wěn)定度,選取R3C2約為開關(guān)周期的4~5倍,即

    24.4*4=97.6<R3C2<24.4*5=122

    選R3=10KΩ,C2=10nF

    ⑤微分電阻R6和微分電容C1的選取取

    為使電源有較快的動態(tài)響應(yīng)速度(小于1周期),同時又不致于過于靈敏,選:

    R6C1=20us,取R6=2KΩ,C1=10nF。

    以上的計算只是初步的,具體還需要根據(jù)實驗進(jìn)行調(diào)整!

    電源輸出過壓保護(hù)電路

    原理圖如下:

    電路的工作電源為UC2844的電源,電路的保護(hù)輸出端為Q3的集電極。電路在上電或正常工作時,穩(wěn)壓二極管DZ1截止,Q2由于其基極下拉電阻R5而處于截止?fàn)顟B(tài),Q1由于其基極上拉電阻R1也處于截止?fàn)顟B(tài);同時Q1和DZ1的漏電流在R5上的壓降不致Q2導(dǎo)通,Q2的漏電流在R1的壓降不致Q1導(dǎo)通,由于Q1、Q2的正反饋作用,Q3處于截止?fàn)顟B(tài)。當(dāng)電源輸出過壓時,UC2844電源的電壓也隨之增大,當(dāng)大于約18.6V時,DZ1、Q2、Q3導(dǎo)通,Q3導(dǎo)通使開關(guān)電源停止工作,Q2導(dǎo)通使Q1導(dǎo)通,同時由于Q1、Q2的正反饋作用,使其處于保持導(dǎo)通狀態(tài),直至UC2844的電源電壓低于某值,流過Q1、Q2的電流小于其保持電流,電路才恢復(fù)截止?fàn)顟B(tài)。但由于UC2844的電源有300KΩ的啟動電阻與開關(guān)電源的輸入相連,使流過Q1、Q2的電流大于其保持電路,因此電路有可能會一直處于保護(hù)狀態(tài),直至變頻器掉電。但若電路參數(shù)設(shè)計得當(dāng),電路則工作于過壓打嗝保護(hù)狀態(tài)。

    ①器件功能

    ? 穩(wěn)壓二極管DZ1,過壓設(shè)定值;

    ? 電阻R2~R4,三極管Q1~Q3的基極限流電阻;

    ? 電阻R1,三極管Q1的基極上拉電阻;

    ? 電阻R5,三菜管Q2的基極下拉電阻;

    ? 三極管Q1、Q2,與周圍電阻構(gòu)成觸發(fā)保護(hù)電路;

    ? 電容C1、C2,濾波電容,提高電路的抗干擾性能。

    ②參數(shù)計算

    a.選DZ1為18V的穩(wěn)壓管,選Q1為PMBT4403的三極管,Q2、Q3為PMBT4401的三極管;根據(jù)Q1~Q3的資料,取其電流放大倍數(shù)均為30。

    b.取R2=R3=R4=R5,同時能使電路在UC2844電源電壓低于5V時自動解除封鎖,則:

    得:R2=11.1KΩ,取R2=R3=R4=R5=10KΩ。

    c.為使電路能自動解除封鎖,則R1應(yīng)滿足:

    得R1<1.3KΩ,取R1=1KΩ。

    d.由于本電路要具有一定的抗干擾性能,同時本電路對過壓保護(hù)的速度要求不高,電容C1、C2選常用的0.1uF電容。

    04開環(huán)DC/DC開關(guān)電源

    在大功率機(jī)型中,每個IGBT的驅(qū)動需要提供一個正向開通電源和一個反向關(guān)斷電源,6路IGBT需要6組電源,這些電源一般通過DC/DC變換得到。由于該電源的原邊電壓來自前級的AC/DC變換,電壓值一般比較穩(wěn)定(12V、15V或者24V),因此這里的DC/DC變換采用開環(huán)控制即可。

    如下圖:

    通過合理設(shè)定NE555的開關(guān)頻率和占空比和脈沖變壓器的變比,可以得到穩(wěn)定輸出的直流電壓,無需反饋。由于是低壓DC/DC變換,開關(guān)管使用的是低壓高速mos管,NE555的開關(guān)頻率一般可以到100k,這也提高了脈沖變壓器的轉(zhuǎn)化效率。

     
    (文/葉仁昊)
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